Основни принципи и методе рада повратног прекидачког напајања
Основни принципи и методе рада
Фундаментално
Када се транзистор Тртон укључи, примарни Нп трансформатора има струју Ип и складишти енергију у њему (Е=ЛпИп/2). Пошто Нп и Нс имају супротне поларитете, диода Д је обрнуто пристрасна и прекинута у овом тренутку, а енергија се не преноси на оптерећење. Приликом пребацивања Троффа, према Ленцовом закону: (е=-Н△Φ/△Т), примарни намотај трансформатора ће генерисати реверзни потенцијал. У овом тренутку, диода Д је проводљива напред, а оптерећење има струју ИЛ. Стационарни таласни облик повратног претварача
Величина тона времена проводљивости ће одредити амплитуду Ип и Вце:
Вцемак=ВИН/1-Дмак
ВИН: улазни једносмерни напон; Дмак: максимални радни циклус
Дмак{0}}тон/Т
Види се да да би се добио низак напон колектора, Дмак се мора одржавати ниским, тј.<0.5. In practical applications, Dmax=0.4 is usually taken to limit Vcemax≦2.2VIN.
Радна струја колектора Ие при пребацивању цеви Трон, односно примарна вршна струја Ип је: Иц=Ип=ИЛ/н. Пошто је ИЛ=Ио, када је Ио константан, величина односа навоја н одређује величину Иц, горња формула је изведена на основу принципа очувања енергије и број примарних и секундарних амперских навоја је једнак на НпИп=НСИ. Ип се такође може изразити следећим методом:
Иц=Ип=2по/(η*ВИН*Дмак)η: ефикасност претварача
Формула је изведена на следећи начин:
Излазна снага:по=ЛИп2η/2Т
Улазни напон: ВИН=Лди/дт, под претпоставком ди=Ип и 1/дт=ф/Дмак, затим:
ВИН=ЛИпф/Дмак или Лп=ВИН*Дмак/Ипф
Тада се по може изразити као:
по=ηВИНфДмакИп2/2фИп=1/2ηВИНДмакИп
∴Ип=2по/ηВИНДмак
У горњој формули:
ВИН: Минимални ДЦ улазни напон (В)
Дмак: максимални радни циклус проводљивости
Лп: примарна индуктивност трансформатора (мХ)
Ип: вршна струја примарне стране трансформатора (А)
ф: фреквенција конверзије (КХЗ)
Начин рада
Флибацк трансформатори углавном раде у два режима:
1. Дисконтинуални режим струје индуктора ДЦМ (ДисцонтинуоусИндуцторЦуррентМоде) или "потпуна конверзија енергије": сва енергија ускладиштена у трансформатору у тону се преноси на излаз током периода повратног удара (тофф).
2. Континуални режим струје индуктора ЦЦМ (ЦонтинуоусИндуцторЦуррентМоде) или „непотпуна конверзија енергије“: део енергије ускладиштене у трансформатору се задржава на крају тофф до почетка следећег циклуса тона.
ДЦМ и ЦЦМ се веома разликују у погледу малих функција преноса сигнала. Њихови таласни облици су приказани на слици 3. У ствари, када се улазни напон претварача ВИН промени у великом опсегу, или се струја оптерећења ИЛ промени у великом опсегу Када , он мора да обухвата два радна режима. Због тога је потребан повратни претварач да стабилно ради у ДЦМ/ЦЦМ. Али теже је дизајнирати. Обично можемо користити ДЦМ/ЦЦМ критично стање као основу дизајна. Заједно са пВМ контролом тренутног режима. Овај метод може ефикасно да реши различите проблеме у ДЦМ-у, али не елиминише инхерентни проблем нестабилности кола у ЦЦМ-у. ЦЦМ се може решити подешавањем појачања контролне петље да би се одвојио опсег ниске фреквенције и смањила брзина прелазног одзива. Нестабилност је узрокована "нулом десне полуравни" функције преноса.
ДЦМ и ЦЦМ се веома разликују у погледу малих функција преноса сигнала.
ДЦМ/ЦЦМ примарни и секундарни дијаграм таласног облика струје
У ствари, када се улазни напон претварача ВИН промени у великом опсегу, или се струја оптерећења ИЛ промени у великом опсегу, он мора да обухвата два режима рада. Због тога, повратни претварач захтева ДЦМ/ЦЦМ. Оба могу да раде стабилно. Али теже је дизајнирати. Обично можемо користити ДЦМ/ЦЦМ критично стање као основу дизајна и користити пВМ контролу тренутног режима. Овај метод може ефикасно да реши различите проблеме у ДЦМ, али у Не постоји инхерентни проблем нестабилности у колу током ЦЦМ. Нестабилност узрокована "нултом тачком десне половине равни" функције преноса у ЦЦМ-у може се решити подешавањем појачања контролне петље да би се одвојио опсег ниске фреквенције и смањила пролазна брзина одзива.
У стабилном стању, промена инкремента магнетног флукса ΔΦ на тону мора бити једнака промени на "тофф", иначе ће магнетно језгро бити засићено.
дакле,
ΔΦ=ВИНтон/Нп=Вс*тофф/Нс
То јест, вредност волти/секунде сваког окрета примарног намотаја трансформатора мора бити једнака вредности волти/секунде сваког окрета секундарног намотаја.
Упоређујући тренутне таласне облике ДЦМ и ЦЦМ на слици 3, можемо знати да током Тртон периода у ДЦМ стању, цео таласни облик преноса енергије има вишу примарну вршну струју. То је зато што је вредност примарне индуктивности Лп релативно ниска, што чини Ип оштрим. Негативан ефекат узрокован повећањем је повећање губитка намотаја (губитак намотаја) и таласне струје улазног филтерског кондензатора, што захтева да комутациони транзистор има висока струјна носивост у циљу безбедног рада.
У стању ЦЦМ, вршна струја примарне стране је ниска, али прекидачки кристал има високу вредност струје колектора у стању тона. Ово резултира великом потрошњом енергије прекидача. Истовремено, да би се постигао ЦЦМ, потребан је већи примарни напон трансформатора. Вредност бочне индуктивности Лп и заостала енергија ускладиштена у језгру трансформатора захтевају да запремина трансформатора буде већа од запремине ДЦМ, док су остали коефицијенти једнаки.
Да сумирамо, дизајн ДЦМ и ЦЦМ трансформатора је у основи исти, осим дефиниције примарне бочне вршне струје (Ип=Имак-Имин у ЦЦМ).
